驱动芯片退饱和保护（DESAT）应用指导

新能源汽车电驱系统可以看成一个高压、大电流、强开关噪声的功率转换系统，动力电池提供直流母线，逆变器把直流电转换成三相交流电，再由电机输出机械功率。

在各种故障里，功率模块短路最危险，短路发生时，功率器件两端同时承受较高电压和远高于额定值的电流，芯片内部瞬时功耗很大。

如果不能在 SOA（Safe Operating Area）内识别并关断，功率模块和电驱系统都可能被烧毁。

退饱和保护，也就是 DESAT保护，是通过检测功率管导通压降异常升高来判断短路，它不直接测电流，而是利用功率管的导通状态变化：正常导通时 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 较低，短路电流快速上升后，器件脱离正常低压导通区域，两端压降随之升高。

下面主要整理几个问题：

• 短路能力应该看时间，还是看能量；
• DESAT 电路如何在高压功率管两端做电压检测；
• $C_{BLK}$、$I_{CHG}$、$R_{LIM}$、高压二极管和 deglitch filter 分别影响什么；
• 固定阈值驱动芯片如何通过外围电路调试 DESAT 响应；
• IGBT 和 SiC MOSFET 使用 DESAT 时有什么不同；
• 如果芯片只有 OC pin，如何把 OC 功能扩展成类似 DESAT 的保护。

短路能力评估

功率模块的短路承受能力通常可以分成两类指标：短路时间和短路能量。

短路时间由两部分组成：

$$t_{SC}=t_{DET}+t_{OFF}$$

其中，$t_{DET}$ 是短路检测时间，$t_{OFF}$ 是驱动芯片执行关断并让栅极电压下降到安全状态所需要的时间。

短路检测要同时保证两件事情：

• 响应要快，否则功率模块中累积的短路能量会过大；
• 抗扰要强，否则开通过程中的 $dv/dt$、寄生电感振荡、二极管结电容耦合都会导致误触发。

因此短路检测时间不是由单一参数决定，而是由短路保护阈值、前沿消隐时间、滤波时间、$C_{BLK}$ 电容、DESAT 充电电流、外部二极管寄生电容等因素共同决定。

短路关断时间则主要由关断策略决定，短路时电流等级很高，如果栅极被非常快地拉低，过大的 $di/dt$ 会通过功率回路寄生电感产生很大的电压过冲：

$$V_{OS}=L_{LOOP}\cdot \frac{di}{dt}$$

所以在短路时间和短路能量满足要求的前提下，驱动芯片通常会采用软关断或两级关断，检测要快，但关断不能只追求快。

实际上，只看“短路承受时间”并不总是最合适，功率器件失效的根本原因是短路期间芯片内部累积的能量和温升，短路能量更接近真实约束：

$$E_{SC}=\int_0^{t_{SC}}V_{CE/DS}(t)\cdot I_{C/D}(t)\,dt$$

这里能解释两个常见现象：

• 短路电流越大，允许的短路承受时间越短；
• 直流母线电压越低，同样器件通常能承受更长短路时间；

从设计角度看，最终要确认的不是某个固定的 $t_{SC}$ 是否小于 datasheet 里给的典型值，而是在最坏母线电压、最高结温、最大短路电流和最差寄生参数下，功率器件是否还在 SOA 内。

DESAT 电路工作原理

短路保护方式大致分成电流检测和电压检测两类。

电流检测常见方式包括：

• senseFET 或功率模块内部集成的电流比例输出；
• shunt 电阻；
• Rogowski coil 或电流互感器；
• 通过驱动回路、栅极电荷等间接推断电流；

电压检测最典型的方式是 DESAT，很多功率模块没有集成 senseFET，额外串 shunt 又会增加损耗、成本和寄生电感，因此在 IGBT 和部分 SiC MOSFET 驱动中DESAT 很常见。

DESAT 的基本原理是：功率管正常导通时 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 很小，短路时电流快速上升，器件两端压降异常升高，驱动芯片通过 DESAT pin 判断这个压降是否超过阈值。

但是，功率管关断时两端可能承受几百伏甚至上千伏电压，驱动芯片的 DESAT pin 不可能直接接到功率管漏极/集电极，因此需要在功率管高压端和 DESAT pin 之间串入高压二极管 $D_{HV}$。

下面以 IGBT 为例说明正常工作和发生短路时DESAT保护检测的工作状态过程：

正常导通时

IGBT 正常导通时，$V_{CE}$ 可能只有 2V 左右，芯片内部 DESAT 充电电流源 $I_{CHG}$ 从 DESAT pin 流出，经过 $R_{LIM}$ 和高压二极管 $D_{HV}$，最后流向 IGBT。

此时 DESAT pin 上的电压大概为：

$$V_{BLK}\approx V_{CE}+n\cdot V_F+I_{CHG}\cdot R_{LIM}$$

其中：

• $V_{CE}$ 是 IGBT 正常导通压降；
• $V_F$ 是单个高压二极管的正向压降；
• $n$ 是串联高压二极管数量；
• $R_{LIM}$ 是 DESAT 限流和阻尼电阻；
• $I_{CHG}$ 是驱动芯片内部或外部提供的 DESAT 充电电流；

只要这个电压低于芯片内部 DESAT 阈值，驱动芯片就认为功率管还在正常导通。

短路发生时

当短路发生时，$V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 会快速升高，高压二极管 $D_{HV}$ 随之反偏，DESAT pin 到功率管高压端的电流路径被切断。

这时内部电流源 $I_{CHG}$ 只有一条主要路径：给 $C_{BLK}$ 电容充电。随着 $C_{BLK}$ 电压升高，当 DESAT pin 电压超过芯片阈值，并且超过 deglitch filter 所需的持续时间后，驱动芯片触发短路保护。

理想情况下，消隐时间可以用下面的式子粗略估算：

$$t_{BLK}\approx \frac{V_{DESAT}\cdot C_{BLK}}{I_{CHG}}$$

如果考虑正常导通时 $C_{BLK}$ 上已经有一个初始电压，则更接近：

$$t_{BLK}\approx \frac{(V_{DESAT}-V_{BLK,0})\cdot C_{BLK}}{I_{CHG}}$$

这两个公式对应的设计含义很直接：$C_{BLK}$ 越大，检测越慢，抗扰更强；$I_{CHG}$ 越大，检测越快，对噪声和外围路径的要求也更高。

退饱和电路的关键组成和影响因素

DESAT 电路看起来简单，调试时却很少是改一个参数就结束，外围器件、驱动芯片内部参数、功率回路寄生参数和测试条件都会影响结果。

$C_{BLK}$ 电容

对短路检测时间影响最大的外围器件通常是 $C_{BLK}$，这个电容决定 DESAT pin 电压从正常导通状态上升到阈值需要多长时间。

其基本关系为：

$$t_{BLK}=\frac{V_{DESAT}\cdot C_{BLK}}{I_{CHG}}$$

在实际系统中，$C_{BLK}$ 不能只按响应速度往小取，DESAT pin 附近是高阻、低电流的模拟检测节点，很容易被功率级的 $dv/dt$ 通过高压二极管结电容耦合干扰。

通常可以先把 $C_{BLK}$ 放在 33pF-330pF 的范围内做评估，对 SiC MOSFET 系统尤其要注意，SiC 开关速度快，$dv/dt$ 大，如果 $C_{BLK}$ 太小，DESAT pin 上的瞬态耦合电压可能足以触发误保护。

高压二极管 $D_{HV}$

高压二极管的作用有两个：

• 功率管关断时隔离高压，保护 DESAT pin；
• 功率管导通时把 DESAT pin 的检测电压钳到 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 附近。

高压二极管选型时主要看：

• 反向耐压是否满足母线电压和瞬态过冲；
• 反向恢复是否足够快，避免关断/开通瞬间反向恢复电流造成误触发；
• 结电容是否足够小，减小 $dv/dt$ 位移电流；
• 高温漏电是否会明显改变 DESAT pin 状态；
• 是否需要多个二极管串联来分压或降低等效结电容；

DESAT 误触发中很常见的一类问题，是高压二极管结电容把功率管高压端的 $dv/dt$ 耦合到 $C_{BLK}$ 上。

正向 $dv/dt$ 可能给 DESAT 灌电流，负向 $dv/dt$ 可能从 DESAT 拉电流，这个现象在 SiC 系统中更明显。

$R_{LIM}$ 电阻

$R_{LIM}$ 位于 DESAT pin 和高压二极管之间，主要作用是限制瞬态电流、配合 $C_{BLK}$ 形成滤波、抑制功率级耦合过来的振荡。

一般建议 $R_{LIM}$ 设计在 500Ω-2kΩ 范围内，这个范围并不是绝对值，实际还要结合 DESAT 充电电流、高压二极管数量、芯片阈值、功率模块正常导通压降和系统噪声来确定。

$R_{LIM}$ 上的压降会进入保护阈值计算：

$$V_{R_{LIM}}=I_{CHG}\cdot R_{LIM}$$

如果 $I_{CHG}=500\mu A$，$R_{LIM}=1k\Omega$，那么 $R_{LIM}$ 上就有约 0.5V 压降，这个数值不算小，不能在阈值计算里忽略。

DESAT 充电电流 $I_{CHG}$

DESAT 充电电流决定 $C_{BLK}$ 的充电速度。

以 TI 驱动为例：

• UCC21750-Q1 及部分 UCC217xx 系列中，DESAT 充电电流为固定值，典型为 500µA；
• UCC5870-Q1 中，DESAT 充电电流可通过 SPI 配置，最高可到 1mA；
• UCC5880-Q1 中，DESAT 充电电流可配置，最高可到 2mA。

在驱动输入为低或悬空时，DESAT pin 通常会被内部下拉电流源拉低，避免关断状态误触发，只有驱动输入变高，并经过前沿消隐时间之后，DESAT 充电电流源才开始给外部电容充电。

更大的 $I_{CHG}$ 可以缩短短路检测时间，同时会带来两个影响：

• 对 $C_{BLK}$、$R_{LIM}$ 和高压二极管路径的阈值计算更敏感；
• 如果外部又叠加上拉电流源，需要确认关断状态和消隐时间内内部下拉能力是否还足够。

DESAT 阈值和 deglitch filter

DESAT 阈值决定了驱动芯片认定短路的电压边界：

UCC21750-Q1 和 UCC21759-Q1 的 DESAT 阈值为 9V，更适合 IGBT 模块。

UCC21755-Q1 和 UCC21756-Q1 的 DESAT 阈值为 5V，更适合 SiC MOSFET。

UCC5870-Q1 和 UCC5880-Q1 这类带 SPI 的功能安全驱动，则可以通过寄存器灵活配置阈值。

为了避免系统噪声造成误触发，DESAT 内部还会设计 deglitch filter，只有 DESAT 电压高于阈值并持续超过滤波窗口，驱动芯片才真正触发保护。

这里的取舍比较直接：

• deglitch 时间越长，抗干扰能力越强；
• deglitch 时间越长，短路检测时间和短路能量也越大；

关断方式

短路保护不只是检测，还要看检测之后怎么关断。

短路时直接快速关断会带来很大的 $di/dt$，功率回路寄生电感会把这个 $di/dt$ 转成 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 过冲。

对于母线电压很高、回路电感不小的系统，过冲可能比短路电流本身更快打穿功率器件。

常见处理方式包括：

• 软关断：用较小下拉电流慢慢释放栅极电荷；
• 两级关断：先用受控速度把栅极拉到中间电位，再完全关断；
• 分离 OUTH/OUTL：开通和关断路径分开设置栅极电阻；
• Miller clamp：避免关断器件被对侧快速开关引起的 Miller 电流误开通；

短路保护的目标不是“最快把 gate 拉低”，而是在功率器件 SOA 内，以不过压的方式进入安全状态。

DESAT 调试方法

如何增加 DESAT 充电电流

对没有 SPI 接口、DESAT 参数固定的驱动芯片，如果实测短路响应时间或短路保护能量不满足要求，最直接的调试方向有两个：

• 减小 $C_{BLK}$；
• 增加等效 $I_{CHG}$。

但是减小 $C_{BLK}$ 会提高误触发风险，因此有时会采用外部上拉电流源的方式来增加 DESAT 充电电流。

外部上拉电流源通常有两条路径：

上拉到 OUTH/OUT

把外部充电电阻上拉到 OUTH 或 OUT 的优点是：只有输出为高时，外部电流源才启动。

这种接法的好处是：

• 额外功耗更低；
• 关断状态不会一直给 $C_{BLK}$ 充电；
• 前沿消隐时间内，如果输出还没有真正进入稳定开通状态，外部电流源不会提前把 $C_{BLK}$ 充起来；
• 开通过程误触发风险相对更低；

但如果系统采用负压关断，比如 $V_{EE}=-5V$，则需要确认 DESAT pin 的负压承受能力，如果 OUTH/OUT 会被拉到负压，DESAT pin 可能需要额外钳位保护。

上拉到 VDD/VCC2

把外部电流源上拉到二次侧电源 VDD/VCC2，没有负压关断问题，电路也更直观。

但它是常开电流源，与输入输出状态无关。这意味着：

• 额外功耗更大；
• 关断状态下也会向 DESAT 网络注入电流；
• 消隐时间内也可能提前给 $C_{BLK}$ 充电；
• 会削弱内部下拉电流源在关断状态和 blanking 阶段的控制能力；

实际设计时需要把内部充电电流和外部充电电流合并计算：

$$I_{CHG,total}=I_{CHG,int}+I_{CHG,ext}$$

如果外部电流源由电阻产生，则可以先用近似式估算：

$$I_{CHG,ext}\approx \frac{V_{PU}-V_{DESAT,path}}{R_{CHG}}$$

这里的 $V_{DESAT,path}$ 要按实际路径计算，包括二极管压降、齐纳压降、DESAT pin 电压范围和输出高电平能力。

如何调整 DESAT 阈值电压

系统设计时先定义希望触发 DESAT 的功率管压降，这个压降要高于正常工作电流范围下的最大 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$，同时又要低到足够快地识别短路。

DESAT pin 的阈值电压不等于功率管两端的真实保护阈值，路径上还有 $R_{LIM}$、高压二极管、可能存在的齐纳二极管。

一般可以给出的计算关系为：

$$V_{CE(DESAT)}=V_{DESAT}-V_Z-n\cdot V_F-I_{CHG}\cdot R_{LIM}$$

其中：

• $V_{DESAT}$ 是驱动芯片内部 DESAT 阈值；
• $V_Z$ 是额外串入的齐纳管压降；
• $n\cdot V_F$ 是串联高压二极管的总正向压降；
• $I_{CHG}\cdot R_{LIM}$ 是限流电阻压降；
• $V_{CE(DESAT)}$ 是功率模块实际看到的 DESAT 保护阈值；

举个简单估算：

假设使用 9V DESAT 阈值的驱动，$I_{CHG}=500\mu A$，$R_{LIM}=1k\Omega$，串联两个高压二极管，每个二极管在该电流下 $V_F\approx0.8V$，没有齐纳管，则：

$$V_{CE(DESAT)}\approx 9V-2\cdot0.8V-0.5V=6.9V$$

如果同一个 9V 阈值芯片希望兼容 SiC MOSFET，可以在路径中增加齐纳二极管来降低实际保护阈值。齐纳管压降要按 DESAT 充电电流条件下的值计算，不能只看 datasheet 中某个较大测试电流下的标称 $V_Z$。

如何使用 OC 功能搭建DESAT电路

一些驱动芯片没有 DESAT pin，只有 OC pin，例如 UCC21710-Q1、UCC21732-Q1 这类芯片，OC 保护本意是通过检测 shunt 电阻压降来判断过流，阈值通常较低，比如 UCC21710-Q1 的 OC 阈值约为 0.7V。

如果希望用 OC pin 实现类似 DESAT 的保护，可以通过外围电路把高压侧 $V_{DS}$ 或 $V_{CE}$ 转换成 OC pin 能识别的低压信号。

基本思路如下：

• 使用 $D_{HV}$ 隔离功率管关断状态下的高压；
• 使用 $R_1$ 从 VDD 或 OUT 提供充电电流；
• 使用 $C_{BLK}$ 实现 blanking；
• 使用 $R_2$、$R_3$ 把较高的功率管压降转换到 OC pin 的阈值范围；
• 触发后由芯片内部 OC fault 逻辑执行关断；

等效保护阈值可以按下面公式估算：

$$V_{OCDET}=V_{OCTH}\cdot\frac{R_2+R_3}{R_3}-V_F$$

其中 $V_{OCTH}$ 是芯片本身的 OC 保护阈值，$V_F$ 是高压二极管正向压降。

对应的 blanking 时间可以按下面公式估算[12]：

$$t_{BLK}=- \frac{R_1+R_2}{R_1+R_2+R_3} \cdot R_3\cdot C_1\cdot \ln\left( 1- \frac{R_1+R_2+R_3}{R_3} \cdot \frac{V_{OCTH}}{V_{DD}} \right)$$

公式中的对数项必须有物理意义，也就是括号内要大于 0，设计时不要只把公式丢进计算器，还要确认分压电阻、充电路径、OC pin 输入电流、功耗和抗扰能力都合理。

IGBT 和 SiC MOSFET 的 DESAT 差异

DESAT 更适合 IGBT，原因是 IGBT 在过流时会从饱和区进入有源区，$V_{CE}$ 会明显升高，通常把 DESAT 阈值放在电流膝点附近，例如 7V-10V 这一类范围。

SiC MOSFET 的情况不一样，SiC MOSFET 正常导通时工作在线性区，短路时会进入饱和区，但它的线性区范围更大，$I_D$ 会随着 $V_{DS}$ 继续增加，不像 IGBT 那样有一个非常好用的电流膝点，也就是说，SiC 的 $V_{DS}$ 阈值不一定能非常准确地代表短路电流。

TI 的 SiC 短路保护资料给出几个判断：

• SiC MOSFET 的短路保护要求比 IGBT 更严格；
• 用于 IGBT 的 DESAT blanking time 往往太长，不适合直接搬到 SiC；
• SiC MOSFET 的短路关断时间通常希望做到小于 2µs 量级；
• SiC 开关速度快，开通过程噪声强，因此阈值降低后误触发风险也会增加；
• 对 SiC 来说，shunt/OCP、集成 current scaling 或 senseFET 往往比传统 DESAT 更容易获得更快、更准确的短路保护；

方法选择大致如下：

所以，如果设计对象是 IGBT，DESAT 往往是默认可行方案，如果设计对象是 SiC MOSFET，就需要先判断 DESAT 是主保护，还是 OCP 之外的第二道保护。

参数估算示例

假设使用固定 9V DESAT 阈值的驱动，内部 DESAT 充电电流为 500µA，$C_{BLK}=100pF$。如果忽略初始电压，blanking 时间为：

$$t_{BLK}\approx\frac{9V\cdot100pF}{500\mu A}=1.8\mu s$$

但如果考虑正常导通时 $C_{BLK}$ 已经被充到大约 3.5V，例如 $V_{CE}=2V$、两个二极管总压降约 1V、$R_{LIM}$ 压降 0.5V，则：

$$t_{BLK}\approx\frac{(9V-3.5V)\cdot100pF}{500\mu A}=1.1\mu s$$

如果把 $C_{BLK}$ 改成 330pF，则同样条件下：

$$t_{BLK}\approx\frac{(9V-3.5V)\cdot330pF}{500\mu A}\approx3.63\mu s$$

如果把等效充电电流提高到 1mA，响应时间大约减半。

这个估算说明，$C_{BLK}$、$I_{CHG}$ 和初始电压都会明显影响检测时间。实际调试时不要只套 $V_{DESAT}C/I$ 这个最简公式，要把二极管压降、$R_{LIM}$ 压降、正常导通压降和前沿消隐时间一起放进去。

设计和调试流程

DESAT 设计可以按下面顺序调试：

确认功率器件短路能力：先从功率模块 datasheet 或厂商测试数据中确认短路承受时间、短路能量、测试母线电压、结温、栅极电压和关断条件。

确认保护目标：明确要保护的是 IGBT 还是 SiC MOSFET，目标是保护三相桥的哪一类短路：桥臂直通、相线对母线短路、相线对地短路、负载侧短路，还是异常续流导致的过压/过流。

选择检测方式：IGBT 可以优先考虑 DESAT，SiC MOSFET 如果短路承受时间很短，建议评估 shunt/OCP、模块 current scaling 或更高速的电流检测方式，DESAT 可以作为备选或第二道保护。

设置阈值：把正常最大工作电流下的 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$、高温导通压降、二极管压降、$R_{LIM}$ 压降都算进去。阈值要高于正常工作包络，又要低于短路能量允许范围对应的检测边界。

设置 blanking 和 filter：根据开通过程波形选择 $C_{BLK}$、$I_{CHG}$ 和 deglitch 时间，要保证开通瞬态不会误触发，同时短路检测总延迟仍然满足 SOA。

设计关断方式：短路关断要同时看短路电流下降速度和 $V_{CE}/V_{DS}$ 过冲，不要只追求最快关断，两级关断、软关断、分离 OUTL 电阻、Miller clamp 都应结合功率回路寄生电感一起验证。

做实测闭环：示波器建议至少同时观察：

• gate 电压；
• DESAT pin 电压；
• $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$；
• 短路电流；
• fault pin；
• OUT/OUTH/OUTL；

实测时最好从较低母线电压、较短脉冲宽度开始，逐步逼近目标工况，短路测试能量很高，测试夹具、电流探头、差分探头、隔离供电和安全距离都要提前确认。

容易踩坑的地方

把 DESAT 阈值当成功率管真实阈值：DESAT pin 阈值不是 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 阈值，真实保护阈值要扣除二极管、齐纳管和 $R_{LIM}$ 上的压降。

$C_{BLK}$ 只按速度取小：$C_{BLK}$ 太小会提高响应速度，但也更容易被高压二极管结电容耦合过来的 $dv/dt$ 干扰，SiC 系统尤其要注意。

忽略高压二极管结电容：DESAT 的检测电流通常只有几百微安，二极管结电容耦合出来的瞬态电流并不一定小，两个高压二极管串联有时不只是为了耐压，也是为了降低等效结电容。

负压关断时没有保护 DESAT pin：如果外部充电电流源接到 OUT，而 OUT 在关断时会到负压，需要确认 DESAT pin 的负压承受能力，必要时需要增加钳位二极管或限流结构。

deglitch filter 设得太长：长 deglitch 可以屏蔽噪声，但会直接增加短路检测延迟，对 SiC MOSFET 这种短路承受时间较短的器件，不能为了抗扰把 filter 时间无限加长。

只验证常温，不验证高温和漏电：高压二极管漏电、齐纳管特性、功率管导通压降、驱动芯片阈值都随温度变化，DESAT 是一个微安级电流路径，高温漏电有时会带来不小的偏移。

版图中把 DESAT 走线放在高 dv/dt 区域：DESAT pin 到 $C_{BLK}$、$R_{LIM}$ 的环路应尽量短，$C_{BLK}$ 靠近 DESAT pin 和 COM，DESAT 走线要远离开关节点、栅极大电流回路和高 $dv/dt$ 铜皮，高压二极管的高压端需要满足爬电距离和耐压要求。

小结

DESAT 保护不是“检测到 $V_{CE}$ 或 $V_{DS}$ 变高就关断”这么简单，它要在检测速度、抗扰能力和关断过冲之间折中。

对 IGBT 来说，DESAT 与器件退饱和现象匹配得比较自然，7V-10V 这类阈值也比较常见。

对 SiC MOSFET 来说，由于短路承受时间更短、开关噪声更强、$V_{DS}$ 与短路电流之间没有那么清晰的膝点，DESAT 设计要更谨慎，很多情况下 OCP 或 current sensing 会是更好的主保护方式。

工程调试中，可以按下面链路理解 DESAT：

$$\text{功率管短路} \rightarrow V_{CE/DS}\text{升高} \rightarrow D_{HV}\text{反偏} \rightarrow C_{BLK}\text{充电} \rightarrow \text{比较器} \rightarrow \text{deglitch} \rightarrow \text{软关断/两级关断}$$

链路里的每一个参数都会影响最终结果，最后还是要回到波形和能量上验证：检测是否足够快，误触发是否可接受，关断过冲是否还在器件 SOA 内。

参考资料

1. TI, 驱动芯片退饱和保护（DESAT）应用指导
2. TI, Understanding the Short Circuit Protection for Silicon Carbide MOSFETs (SLUA863C)
3. TI, IGBT & SiC Gate Driver Fundamentals (SLYY169)
4. TI, UCC21750-Q1 数据手册 / 产品页
5. TI, UCC5870-Q1 数据手册 / 产品页
6. TI, UCC5880-Q1 数据手册 / 产品页
7. TI, UCC21732-Q1 数据手册